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前言 傅利葉分析的基礎概念，是基於真實世界的信號近似為不同頻率的正弦波所疊加的總和，總和如果包括愈多的正弦曲線，就愈接近真實的信號。 圖1中的第一條曲線是2個正弦波疊加的總和 - 振幅接近於一個3Hz方波(時基msec)。1個正弦波頻率為3Hz，另一個正弦波頻率為9Hz，第二條曲線是在第一條曲線上增加了一個15Hz正弦波及一個21Hz正弦波，它顯然更近似於一個3Hz方波。 此種正弦波疊加的總和，稱為三角函數傅利葉級數(Trigonometric Fourier Series)，關於簡單波形的傅利葉級數，可以用微積分得到，有許多已發表在標準教科書中。 在級數中的每個正弦波的頻率，是近似的信號頻率的整數倍頻，這些稱為原始波形的諧波。在前例中，基頻為3Hz，因此，我們認為諧波是在3Hz、6Hz、9Hz、12Hz、15Hz..等，結果是，對此特殊的波形而言，所有偶數諧波的振幅皆為零，但這對所有的波形來說，是不正確的。 頻譜 每個諧波頻率都是以一個振幅(大小)及一個相位定義，相位是表示在諧波疊加到總和之前諧波位移的方式，相位資料可能不易解讀，其用途限制在一些專業的應用。 在y軸畫出諧波振幅及在x軸畫出諧波頻率，便產生一條頻譜，此頻譜是一組垂直線(或條)，因為諧波只能有原始信號頻率的整數倍頻。理論上，頻譜雖可包括達到無限大的頻率，不過，實際上，極高頻率諧波的振幅，通常不明顯。 此處顯示的圖形，包括一個方波的前20次諧波，x軸表示諧波數，為了將諧波數轉換為Hz，只須乘以原始信號的頻率，例如，假如原始信號有一個頻率2kHz，第3個諧波將在6kHz。 請注意，由於原始信號是一個方波，偶數諧波為零，但情況未必總是如此，假如輸入一直是純音，我們認為理應得到一條單一長條，其振幅等於輸入音的振幅。 使用電腦進行傅利葉分析(FFT) 已發展出許多技術，可使電腦計算一個信號的傅利葉頻譜。無論採用何種技術，第一個步驟都是先將信號轉換為一組數字，以供電腦使用，方法是，在固定間隔對信號取樣，以產生一個數值表，每個取樣值與下個取樣值之間，是以一個固定的時間區間分開。 所得到的點數與取樣值之間的時間結合，可決定我們看信號的時間長度。 應用以下定義： fs = 以Hz為單位的取樣率 dT = 1/fs = 取樣間隔 N = 擷取的取樣數 T = N x dT = 總時間區間 f1 = 1/T = 第一個諧波以Hz為單位的頻率 舉例來說，假如我們對AC電源有興趣，我們可以選擇取樣率6000Hz(fs)及蒐集100個取樣(N=100)，結果將是dT=0.1667 msec及T=16.667 msec，那麼，第1個諧波將是f1=60Hz，傳統傅利葉分析的數學方法是以接近的連續波形為基礎，但是電腦只能處理一組取樣，這不會改變諧波分析的基本概念，但是現在，我們必須記住以下幾點： 來自取樣的波形的頻譜，只能產生N/2諧波。 假如原始信號所包含的多過於N/2諧波，在振幅頻譜中，更高頻率的諧波，將產生錯誤。 此種錯誤稱為假波，可在執行傅利葉分析前，先將輸入信號濾波，使f1及N/2以上沒有頻率成份，而防止假波現象發生。最常用的產生頻譜的電腦演算法，是FFT或稱為快速傅利葉轉換，正如名稱所意味的，FFT非常有效率，但是，有一點會影響到它使用的方式，就是，FFT只能處理一個取樣的波形，而N(取樣數)是2的次方，可接受的N數值包括128、256、512及1024，此點的完整重要性，將於稍後討論。 【備註】： FFT，就如多數電腦演算法一樣，可產生一個指數傅利葉級數，而非三角函數傅利葉級數。這兩種級數是完全相同的，只除了由指數傅利葉級數產生的振幅為三角函數傅利葉級數數值的一半以外，但多數應用軟體會針對此點自動補償，而將此振幅頻譜表現得如同三角函數傅利葉級數。 分析更複雜的波形 直到現在，我們都假設輸入信號是週期性的及有固定頻率，我們建立此頻譜，以便使第一個諧波與基本輸入頻率相同。當我們提前對信號有些瞭解時，例如當我們在分析AC電壓時，這個直接了當的方法是有幫助的。 在許多情況中，我們面對一個可能沒有明顯信號週期的更複雜的信號，如下範例： x軸是以秒為單位的時間，假如我們對此信號以4096Hz速率取樣，蒐集1024個取樣，並將它們完成FFT，我們得到以下頻譜： 此頻譜告訴我們，原始信號包含3個純音，而實際上，這些純音是在60Hz、300Hz及1200Hz。   在此點上作一些觀察是有幫助的： 由於N=1024，因此，FFT產生512個諧波，為簡化x軸刻度，圖形只顯示前400個。 振幅為三角函數級數作了修正，因此，使用相同單位作為輸入信號。 取樣週期的長度是0.25s，因此，第一個諧波(f1)是4Hz，頻譜看起來很好且乾淨，因為所有的音都是4Hz的倍數。 不幸的是，事情不常是如此。 洩漏效應 前面的範例看起來很棒，因為所有組成原始信號的音頻都是f1(1/T)的倍數，以下是相同的安排，不過，300Hz音頻已移至302Hz。   儘管302Hz音頻實際上並未改變振幅，但頻譜看來郤不同，此種效應稱為洩漏效應，發生在當原始信號的一個頻率成份不是取樣週期(T)的整數倍頻時，此種音頻的振幅似乎洩漏到其它諧波裡了。展開x軸，可以將此種效應看得更明顯。 這是相同的頻譜，不過，我們現在只顯示前100個諧波，4Hz這個步階變得更明顯，請注意，音頻振幅應該是90(等於60Hz音頻)。 洩漏效應是使用有限的一組取樣資料的直接結果，假如我們可以蒐集及處理無限量的取樣，頻率增量(x軸)會變得非常小，而所有可能的頻率將是有效的諧波。FFT演算法不會比其它演算法增加更多的洩漏效應，但是它會使修正此問題更為困難，因為它會限制我們對N的選擇為2次方。 當洩漏效應是個問題時，有兩種方法可以改善頻譜的精度： 變更取樣組以對齊諧波成份。 以加權視窗修正取樣值。 使用加權視窗，以將洩漏效應減至最少 「視窗」一詞，當用於產生一個傅利葉頻譜時，有其特定的意義，細想一下第一張圖形內的信號，為了分析信號諧波，必須對它取樣一些固定的週期(T)。 在數學上，這相當於一組數值乘以1.0及波形的所有其它數值乘以零，實際上，我們藉著以一個振幅1.0的矩形視窗阻隔波形的所有其它部份，而產生一組取樣資料。結果顯示於下圖中： 多數的電腦演算法則，包括FFT，似乎是將此組取樣視為一個連續迴路般的處理，假如N=256(取樣0到255)，那麼，它是假定在255之後的數值與在取樣0的數值相同，此種假設，在視窗(T)包括一個整數倍的重複週期時是正確的，但當它不正確時，例如在本例中，介於第一個與最後一個取樣數值之間的中斷，看來像是FFT的一個步階變動，並造成洩漏效應。 使用一個非矩形視窗，可減少洩漏效應，實際上，這是在調整取樣組中每個取樣的大小而蒐集取樣組後完成，然後，調整的數值便用於作為FFT的輸入。 已有許多視窗發展出來，每個視窗有它自己的成本及效益。 視窗範例 - 矩形視窗 下圖1是1024個取樣的圖形，將用於產生一個傅利葉振幅頻譜，x軸是以秒為單位的時間軸，取樣過程是以下列參數定義： fs=1024Hz(取樣率) N=1024(取樣數) T=1秒(視窗長度) FFT從此組取樣產生512個諧波(N/2)，在諧波間的間距是1Hz，等於第一個諧波的頻率(f1=1/T)，圖2是畫出前100個諧波的振幅，請注意，諧波一詞或許使人困惑，因為它是從視窗長度T導出，可能跟信號沒有明顯關係。 此頻譜指示原始信號是由2個基本成份組成，不過，洩漏效應使得振幅不容易決定。原始信號實際上是由2個音頻構成，其一是一個11.6Hz音頻，振幅75，其二是55.4Hz，振幅90。 頻譜顯示一個峰值在12Hz，振幅55.1，另一個峰值在55Hz，振幅68.2，2個成份的相對振幅很接近，不過絶對振幅郤非常失真。 視窗範例 – 三角及漢明(Hamming)視窗 下圖是前一個範例以三角視窗修改後的波形，原始波形是完全以跟前述相同的方式取樣，不過，取樣點是以三角視窗調整過，請注意，前面跟後面的取樣點現在是如何的衰減。   下圖是顯示當使用此組修改的取樣時的前100個諧波。 峰值是位在相同的頻率，但很清楚的，它的分佈(洩漏)較小，振幅也比較精準(65.7及78.8)，不過，仍然不正確。 另一種普遍使用的視窗是以餘弦函數為基礎的漢明視窗(Hamming)，它的設計也是峰值在取樣的中間，兩端逐漸減少為零，對同組取樣使用漢明視窗(Hamming)，產生以下頻譜，峰值是位在相同的點上，振幅65.7及79.1。 【備註】： 基於由非矩形視窗引起的振幅型式錯誤，振幅已作過修正 - 三角視窗的修正因子是0.5，漢明視窗(Hamming)是0.54，這是以波瓣高度為基礎所作的技術修正。 選擇視窗的要點： 假如輸入信號是週期性及為取樣視窗的倍數，那麼，就使用矩形視窗。 假如輸入是個短脈衝或脈衝群，起點及終點都在相同的振幅，那麼，請使用矩形視窗(只要取樣視窗包括整個暫態)。 假如輸入是非週期性的連續波形的部份，請使用漢明視窗(Hamming)或三角視窗。 重新取樣 如前例所述，當頻率成份並非取樣視窗的整數倍時，使用加權視窗可以改善頻譜的品質。不幸的是，這些範例也指出，即使使用加權視窗，仍然有些失真。 假如，主要頻率成份互為彼此的倍數，最好的方法是調整取樣過程，讓一個完整週期的輸入信號對準取樣視窗，假如可以這麼做，最好的視窗是矩形視窗，此種情形可在例如電源線監測的應用中發現，因為它有一個強烈的主要頻率驅動著信號。 最乾淨的方法是調整取樣率，直至N點是完全在一個週期的輸入信號中得到為止。當使用FFT時，這可能不切實際，因為N必須是2的次方。所需要的取樣率可能不適用或資料先前已蒐集而不能重複。 這兩個問題的解決方案，是重新對一組資料取樣，在需要之處插補，以產生理想的取樣組。 分貝 以dB表示頻譜的振幅很常見，一個分貝(1/10 Bel)是原本在對照標準聲音之下用於測量聲音強度的單位，一般而言，可用於表示任何信號對照參考之下的強度或功率。使用對數刻度，可將大範圍的振幅表現在一個單一圖形上。 當它應用在功率時，dB的定義是：dB=10 log(輸入功率/參考功率)。 請注意，負數表示輸入功率小於參考功率。由於參考因應用而異，易使人混淆。有時會加一個字母，以表示使用一個標準參考，例如，dBm是以1mw為參考而測量信號功率，假定功率是以w為單位測量，以下公式即適用：dBm=10 Log(Mag/.001)。 實務上，將某些信號的平方值視為功率，已變得愈來愈常見，在一個電壓波形與一個固定負載的情形下，這是對的，因為功率實際上是V*V/R，依此邏輯，當只有一個電壓信號時，在假定標準負載為50Ω之下，有時會使用dBm的單位。振幅0.316V的一個正弦曲線電壓，是顯示為0dBm (1mw)。 情況變得愈來愈令人疑惑不解了，因為多數電氣工程師使用dBm在對照參考之下表示信號振幅(非信號功率)，這在數學上，只要假設有一個固定的電氣負載(R)，是可連結到標準的定義，因為：P1/P2 = [(V1 x V1)/R]/[V2 x V2)/R] = (V1 x V1)/(V2 x V2)及10Log[(V1 x V1)/(V2 x V2)] = 20 Log(V1/V2) 因此，當從信號振幅(非信號功率)計算dB時，使用一個因數20：dB=20 Log(振幅/參考) dBV單位是基於一個參考1V及假設輸入信號是以V為單位：dBV-10 Log(Mag/1V) 振幅也可與原始信號的峰值或原始信號的RMS相比，以導出額外的dB刻度，有內建放大器的儀器，可使用單位dBVFS，這是將振幅對照輸入放大器的最大刻度範圍設定(20 Log(Mag/FS))而得到的，這是有幫助的，因為它不需要輸入信號為V或w單位。

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一. 校正通則 1. 校正 校正的定義：將測量值與對應的參考值作比較。 校正的目的：決定測量值與對應的真實值之間的偏差。 2. 真實值 真實值被視為是對應於國際標準慣例或方法所給定的基本物理定義，為一個理論上決定的值。 一般而言，真實值只存在於理論，然而，實務上，對所有的測量值，都要求儘可能地接近真實值。 供作比較的參考 - 可追溯至最好的現有的真實值定義 - 是必須的。 校正器是這類的參考來源。 3. 漂移 所有測量裝置因整個期間內的環境因素而漂移，將對測量裝置的原始設計、結構或性能，產生永久的改變。 這表示真實值與對新設備執行的測量值之間的偏差，將會不同，例如：在6個月後。 漂移是個普遍的問題，即使是極為昂貴的精密儀器也會漂移，經過若干時間後，這種儀器仍然會精準地測量，但是，不再符合它們原先的規格了。 漂移現象絶無法預防，但是，假如可以確定漂移本身，就可作補償，因為，經由校正，便可確定漂移。 4. 校正v.s.模擬 校正是將儀器與已知的且精準的參考源作比較。 模擬是對要求的參數，以某些方式施加對應的電子信號。 電子轉換有固有的不精確度，而模擬只是假設各種條件存在於流程中，校正則是建立類似於實際存在於流程中的條件。 5. 現在幾點...？ 現在幾點？ 與標準時間相比 計算偏差 調整錶 比較標準時間 接受偏差 如上，您已經執行了一個完整的校正與調整工作了，"...有得 ... 有失"。 6. 校正鏈 國際實驗室，如NPL - NIST - LNE - PTB。 國家測試實驗室。 製造廠實驗室，如Ametek Denmark A/S。 末端客戶/校正器。 7. 校正等級 每次金字塔上記下一個步驟，不確定度就因更進一步的測量而增加了。 假如末端用戶要求一個極高的精度，儀器就必須執行高等級的校正，那麼，通常會使成本增加。 有某些設備，必須手提到校正實驗室，這是相當昂貴的，特別是假如實驗室是位在國外時。 國家實驗室的校正價格還算公正，但通常要等一段時間才能收回儀器。 8. 可追溯性 惟一獲得可追溯的校正結果的方式，是根據國際標準參考源，確保校正鏈不中斷。 實務上，這表示，兩個可追溯的測量結果是一致的，不管它們究竟是在哪裡作校正。 如果沒有可追溯的校正，就沒有精度。 9. 穩定度 穩定度是指測量儀器經一段特定的長時間後，仍能維持相同規格的能力。 測量設備會漂移，因此，有必要在一定程度的間隔下作校正。 10. 精度 測量精度是指測量值與真實值之間的比例。 精度通常以滿刻度%或讀值%作表示。 圖由左至右：不良的精度與不良的可重覆性、不良的精度與高可重覆性、高精度與高可重覆性。 11. 不確定度 所有測量結果都包含某一程度的不確定度。 不確定度必須已知，否則，測量會失去它的可靠度。 測量不確定度只有在與測量結果相關時，才有意義：U = k x sy。 而測量結果只有在已經確定了不確定度時，才有意義：Y ？ U。   12. 校正結果 有許多參數會影響校正結果。 13. 為什麼要作校正...？- 省錢！ 獲得可追溯性。 ISO 9000要求校正。 獲得準確溫度與壓力測量結果的高度安全性。 優化品質/同質性。 藉著在要求的精確的流程溫度操作而節省能源。 藉著精確地控制流程溫度而降低污染。 達到最理想的機械操作與效能。 減少物料浪費。 減少流程設備與感測器的意外維修與更換。 14. 多久校正一次...？ 首先取決於要求的精度。 例如，假如設備在3年內已校正過數次，設備的漂移值將為已知。 校正頻率應該根據它的校正史及在流程中執行測量偏差的風險為何而決定。 一台有校正史的儀器，往往比一台新的儀器可靠。 15. 內部 vs.外部校正 定義要求的校正等級是很重要的。 在流程中重要的參數。 法規、法定要求、市場要求..等。 經濟。 往往比內部校正有效率。 靈活性 - 隨時、隨地。 人員教育 - 如何校正 - 會對過程有較好的瞭解，而提昇品質。 忠誠度。 與外部校正實驗室相比，具成本效益。 校正設備總是隨手可用，但也處於無法預料的狀況下。  

直接使用已儲存的測量結果的參數，執行一個新的測量 可攜式射頻信號干擾/定位分析儀IDA 2與選頻式電磁波頻譜分析儀SRM-3006提供了幾個便利的方法，可以儲存測量參數。 方便的"Setup"功能，可讓您簡單的在IDA與SRM-3006儲存儀器設定。但假如您不建立一個設定，而只儲存測量結果，並想在之後使用該測量的設定執行另一個測量的話，要怎麼做呢？ 假如您使用Save功能(不是Save Screenshot)儲存測量結果，然後在Memory/Data Viewer選單再檢視該測量結果的話，可以使用Extra/Go to功能將主要的測量參數例如頻率範圍、位準範圍...等轉移成當前的設定 - 雖不如Setup功能的全範圍參數，但已足夠開始執行一個測量，而節省很多輸入測量參數的時間。 圖1：Main Menu→Memory→Data Viewer 圖2：在主選單從Memory開啟Data Viewer。 圖3：→Recall Data Set→Extras→Go to: Spectrum；從這裡開啟一個資料組，例如SPECTRUM。 圖4：從Extras選單開啟Go to功能。 圖5：您可從此處使用儲存的參數，開始執行一個新的測量。 圖6：開始執行一個新的測量。 圖7：另一個特殊的功能 - 標記功能：→Marker→Go to: Spectrum 圖8：如圖，例如，假如您在儲存的測量結果的某個頻率上放置一個標記，在您選擇Go to: Spectrum後，此標記頻率將設定為新的中心頻率。 圖9：如圖，此標記頻率即設定為新的中心頻率。  

    分享 採用光纖連接型接收機，將輻射干擾測量的不確定度最佳化   作者： Renzo Azaro, EMC S.r.l., Genova, Italy Alessandro Gandolfo, PMM - NARDA SAFETY TEST SOLUTIONS S.r.l., Cisano sul Neva (SV), Italy 摘要： 依國際標準EN 17025，電磁相容性測試實驗室必須評估各個測試設置的測量不確定度，每個測試的測量不確定度預估概算，是由不同的不確定度來源構成，在一些測試設置中，導線扮演著不容忽視的角色，尤其是在輻射干擾的測量設置中，同軸導線的存在，會改變與它連接的天線的電磁性能，在此種架構中，採取技術上的解決方案，以避免或使它對不確定度的影響減至最小，是最重要的。 關於輻射干擾測量的設置，本文將概述及分析以光纖連接方式取代同軸導線連接的測量接收機所提供的優點。 關鍵詞：測量不確定度、輻射干擾、測量接收機、測量天線。 前言 想要符合既定測試合格要求的實驗室，必須計算及定義相關的測量不確定度。特別聚焦在電磁相容性測量不確定度的CISPR標準[1]，定義了決定符合CISPR限值時考量測量不確定度的方式。朝此目標，標準定義了每個輻射測試在「擴展的不確定度UCISPR」方面的預估概算，並建立其最大值。每個實驗室都必須計算它自己的測量設置的「擴展不確定度數值ULAB」，然後，假如ULAB < UCISPR，而沒有測量的干擾超過限值，就可聲稱待測設備符合標準要求，否則，假如ULAB > UCISPR，而沒有測量的干擾因ULAB - UCISPR超過限值而增加，也可以說待測設備符合標準要求。在此種架構中，很顯然的，將測量不確定度縮減至最小是最重要的，以便評估設備是否符合標準 - 有最大的輻射位準在限值下，但有一個減少的幅度。從客戶的觀點來看，這意味(或不意味)著尋找及採取技術上的解決方案以將輻射干擾衰減的必要性，一般而言，會有增加的成本及拖延上市時間。 最簡單及總是出現在輻射干擾測試設置中的裝置，是同軸導線與連接器，一般說來，其功能具有安全性及易於取得，然而，它們的實際作用與實務上的使用，都會增加一些不確定度，這與其已知的連接器的衰減作用、配錯[2][3]、再現性[4][5]都有關係，特別是與其不明的與測量設置中其它元件的不需要的電磁耦合所導致的作用有關[6]。 近來，在測量接收機的結構中，已採用以光纖連接技術為基礎的解決方案。特別的是，此測量系統是由2個實際分開的裝置組成：第一個裝置(主機)，是一台測量接收機，工作頻率範圍10Hz~30MHz，能控制連接到主機的第二個裝置(射頻頭)，以便在輻射干擾頻率範圍30MHz~3GHz、30MHz~6GHz、6~18GHz執行測量。適用於所有實務用途的射頻頭，是一個使用電池電源的測量接收機，可避免與熱漂移及非線性現象有關的所有問題(出現在類比光電轉換器型式的典型測量光纖連接中)。在射頻頭與主機之間的測量資料及控制信號，是透過一條光纖連接及射頻裝置交換 - 體積適合直接安裝在測量傳感器的輸出埠，依特定的測量活動而定(用於輻射干擾測量的天線)。那麼，此特殊結構，可避免在測量天線與接收機之間使用同軸導線，這在輻射干擾測量的設置中是須要特別注意的 - 由許多標準要求的天線高度掃瞄，基於它可能與天線耦合(從電氣觀點)及由於與連續重新定位有關的應力(從機械觀點)使然，使得同軸導線變成最關鍵的元件之一。 藉由將注意力放在輻射干擾測量的測量設置上，本文將探討及以數字分析採用不使用同軸導線連接的測量接收機，在測量不確定度方面帶來的優點。特別是思考以一支放在距離待測設備3m處的垂直雙錐形天線(30~200MHz)所組成的測量設置，此種安排，可清楚凸顯與同軸導線有關的問題及同時強調不使用同軸導線所帶來的優點。 CISPR輻射干擾測量不確定度指導方針 輻射干擾測試設置是最關鍵的重點之一，因為須要考量幾個幾何與電氣參數，有一些特殊的不理想的作用，會是錯誤和不確定度的來源。因此，CISPR標準[1]規範，在開放區測試地點及半電波暗室中執行的電場場強測量，最大值UCISPR數值等於6.3dB。特別是，評估以垂直極化而不傾斜的雙錐形天線及在3m距離執行測量的不確定度，是以附錄D的不確定度概算表1[1]作為指導方針。 表1：使用垂直極化的雙錐形天線[1]進行輻射干擾測量的不確定度概算表 (請點擊圖片檢視放大圖表)   藉著比較同樣測量設置中採用傳統接收機與須要考量的參數及不使用同軸導線連接天線的接收機與參數，可以作一些有趣的觀察。依據[1]的指導方針，由於導線連接的再現性對不確定度的影響與其它不確定來源的影響相比，可視為微不足道，而加以忽略，因此，未將它們納入不確定度概算中作為有關的輸入量而考量。同樣的假設，還有連接器的再現性[4][5]及導線與連接器的電氣參數的熱效應。因此，在[1]中的同軸導線對不確定度的影響，只緣於它們的衰減及它們在天線與接收機之間的匹配狀態中所扮演的角色。因此，移除同軸導線，不確定度概算的ac可設為零。然而，藉著分析在電磁測量情況下由同軸導線的外部金屬結構的存在所導致的效應，可以發現最大的優點，如下節中的探討。 與同軸導線有關的問題 假設同軸導線有理想的作用，其金屬結構的存在，在測量情形下，會對待測電磁場增加一些不可控制的改變，此種現象，已經在例如[6]"傳導干擾測量的結構"中探討過，及已在[7]"導線作用為輻射干擾測量中的誤差來源"中分析過。一般而言，更多遇到的問題是一種電磁散射現象，在CISPR標準[1]的結構中，實務上，這些類型現象，是以2個天線修正名詞納入不確定度概算中 - 不平衡與指向性差異。 (一)、由於不平衡導致的同軸導線影響 與同軸導線有關的討厭現象，是由於在天線的平衡不平衡轉換器中的不平衡導致，尤其是，在雙錐形天線操作頻帶的較低部份。不平衡的結果[8]，主要是由於流在天線導線護套上的共模射頻電流導致，它們可以耦合到垂直天線元件及在場型與天線因素都造成明顯的改變，此問題，可以藉著將天線導線放在遠離天線之處或應用鐵氧體護套而減輕，一個比較好的解決方案，是使用理想平衡的天線，但是，顯然的，最佳的解決方案是完全移除同軸導線(那麼，流在天線導線護套上的共模電流也會移除)，然後，使用採取光纖連接的測量接收機，而天線可排除因表1的不平衡導致的對不確定度的影響(或減至最小，因為射頻頭的外殼仍然存在)。 (二)、同軸導線對指向性差異的影響 CISPR 16-1-4[9]要求在輻射干擾測試地點，須考量測量天線在直接路徑方向及在地面反射路徑方向中的響應，假如誤差超過1dB，應將天線向下傾斜至直接與反射輻射線都落在3dB波束寬度以內，假如不採取傾斜，接收的信號位準的下降，可能須作修正，尤其是在測量距離小於10m時。假如一個在垂直平面具有不均勻場型的天線，具有指向性效應-xi dB，那麼，可使用xi計算修正因數與不確定度。依據[1]的指導方針，一個在垂直平面具有均勻場型的天線，其指向性效應的修正因素δFadir為0dB，而在垂直平面具有不均勻場型的天線，則介於0 dB與+xi dB之間。因此，假設一個水平極化的雙錐形天線在垂直平面具有一個均勻場型，那麼，修正是不必要的，而垂直極化的雙錐形天線，則假定需在分開3m與10m時有個修正因數δFadir達+xi/2 dB。[1]的修正範例，請參考表1說明。那麼，為了符合UCISPR最大限值，很重要的一點，是防止測量天線的電氣性能改變，特別是在[1]中要求的輻射場均勻性。 圖1：一個垂直極化的雙錐形天線在自由輻射測量情況下的簡化模型。 此處，我們假設，由同軸導線外部金屬結構的存在所引起的散射現象，可從測量天線的指向性變動觀察到；此外，我們還假設，輻射測量過程，可藉著使用測量天線的遠場場型，如平常所做的，依指向的與反射的貢獻而分析(實際上，此種假設在較低的頻率，不應該有效)。 為了強調由於導線的討厭作用所致的指向性差異問題，已開發出此種測量情況的簡化模型，並用於依據NEC軟體的指導方針[10]進行模擬。如圖1所示，測量天線已作成具有軸長1.2m的簡單、典型的雙錐線結構，並以2件模擬同軸導線外部結構的導線，完成此自由空間的測量安排。 依據[11]，由一個電流平衡不平衡轉換器驅動的平衡天線，是此種輻射干擾測量安排的最適當選擇，並且，在此種假設下，平衡不平衡轉換器的阻斷(choke)動作，能有效的斷開饋線外部與天線本身的連接，因此，考慮到了在導線水平部與天線輸入埠之間的間隔。 圖2：在30MHz無同軸導線的垂直場型與設有4個不同長度的同軸導線的垂直場型的比較。 圖3：在100MHz無同軸導線的垂直場型與設有4個不同長度同軸導線的垂直場型的比較。 結果，在數字模型中，假如是個理想平衡的天線，在天線輸入埠與饋線之間的接合點，可以假設有一個開路[11]。此模型已用於計算及比較在自由空間的天線的垂直場型與設有4個不同垂直長度的導線的垂直場型(相當於在要求的天線垂直掃描範圍內擷取4個高度)。以導線進行的模擬，已在假設有水平長度為1.5m的情形下，在30-200MHz頻帶內的一些頻率執行。如我們在圖2-5所觀察到的，在與假設的自由空間所得到的相應結果相比，有導線的天線的垂直場型，有一些不可忽視的改變。圖6，詳細比較了在角度範圍90°-135°內，增益在30MHz的變化(考慮的角度範圍相當於在假設測量距離3m及待測設備在地面上的高度等於1m的情形下，在高度掃描1-4m中，直接角度路徑的變動)。如所觀察到的，導線的存在，改變了垂直場幾dB，依導線垂直部的長度而定。 圖4：在150MHz無同軸導線的垂直場型與設有4個不同長度同軸導線的垂直場型的比較。 圖5：在200MHz無同軸導線的垂直場型與設有4個不同長度同軸導線的垂直場型的比較。 重點是要觀察到，為了修正此種誤差，需要詳細的分析，因為在一個實際的測量設置中，在天線的垂直掃描過程中，導線是連續重新定位的。藉由分析模擬的資料，可在考量天線在接地平面上的4個不同高度之下，評估其在直接與反射路徑中的不同響應。圖7提供4個頻率值中，沿著直接與反射的角度的指向性差異。藉著比較在測量設置中有導線及無導線時計算的差異數值，可以觀察到模擬導線的金屬結構的存在，可以明顯改變測量天線的電氣性能，尤其是在較高的頻率。為了符合CISPR不確定度的要求，這些不樂見的改變，實際上，對於測量天線的正確使用，是一個問題。因此，採用一個不需要使用同軸導線的測量接收機，可避免使測量天線的性能惡化，在理想的條件下使用，可滿足符合UCISPR最大限值的要求。 圖6：詳細分析在30MHz無同軸導線及在直接路徑角度範圍內有4個不同長度同軸導線的垂直場變化。 圖7：直接的與反射路徑的不同響應。 結論 我們已經分析在輻射干擾測量中，採取不使用同軸導線的測量接收機的優點，有些明顯的優點可消除對不確定度的影響，此外，藉著以數字分析測量天線的電氣性能的改變，可驗證不使用同軸導線也可避免因指向性差異所導致的誤差及因此須檢查有關的不確定度的必要性。 參考資料 [1] "Specification for radio disturbances and immunity measuring apparatus　and methods - Part 4-2: Uncertainties, statistics and limit modelling –　Measurement instrumentation uncertainty”, CISPR 16-4-2: Ed. 2.0(2011). [2] F. L. Warner, Microwave Attenuation Measurement, IEE Monograph Series 19. Stevenage: Peter Peregrinus, 1977. [3] I. A. Harris, F.L. Warner, “Re-examination of mismatch uncertainty when measuring microwave power and attenuation,” IEE Proc., vol. 128, Pt. H, no. 1, pp. 35-41, February 1981. [4] D. Bergfried, H. Fisher, “Insertion-loss repeatability versus life of some coaxial connectors,” IEEE Trans. Intrum. Measur, vol. IM-19, no. 4, pp. 349-353, November 1970. [5] P. Pakai, A. Torok, “Analysis of insertion loss repeatability of coaxial connectors,” Radio and Electronic Engineer, vol.47, no.7, pp.315-319, July 1977. [6] L. Van Wershoven, "The effect of cable geometry on the reproducibility of EMC measurements," Proc. IEEE Int. Symp. on Electromagnetic Compatibility, vol.2, pp.780-785 vol.2, 1999. [7] J. DeMarinis, "The antenna cable as a source of error in EMI measurements,", Proc IEEE Int. Symp. Electrom. Compat., pp.9-14, 2-4 Aug 1988. [8] M. J. Alexander, M. H. Lopez, M. J. Salter, "Getting the best out of biconical antennas for emission measurements and test site evaluation," 1997. Proc. IEEE 1997 International Symposium on Electrom. Compat., pp.84-89, 18-22 Aug 1997. [9] "Specification for radio disturbances and immunity measuring apparatus and methods - Part 1-4: Radio disturbances and immunity measuring apparatus”, CISPR 16-1-4: Ed. 2.1 (2008). [10] NEC G. J. Burke and A. J. Poggio, “Numerical Electromagnetics Code - Method of Moments,” Lawrence Livermore National Laboratory, Livermore, CA, Rep. UCID-18 834, Jan. 1981. [11] J. S. McLean, "Balancing networks for symmetric antennas: part II – Practical implementation and modeling," IEEE Trans. Electrom. Compat., vol. 46, no. 1, pp. 24-32, February 2004.

EMF測量專家Narda 提供獨特而全面的可互換各向同性HF探頭 用於NBM-520和NBM-550寬帶電錶。這些覆蓋頻率高達90 GHz 因此適用於毫米範圍內的波段。這個領域的重要性 在接下來的幾年中，安全測量技術的頻譜將大幅增加 當然還有下一代移動通信的推出設備。在這種情況下，用戶可以從15種不同的探頭中獲得豐富的選擇 可根據現場類型和頻率，動態選擇具體應用範圍和評估類型。在必要時這些可以補充額外的探針。